如果电源电压上升缓慢并且有噪声，或者如果电源本身具有电阻（如电池中的电阻），导致电压随负载电流下降，那么当比较器输入超过其UVLO阈值时，比较器的输出将在高电平和低电平之间反复切换。
这是因为，比较器的正输入因输入噪声或负载电流通过电源电阻导致的压降而反复高于和低于VT阈值。
对于电池供电电路，这可能会导致永无休止的振荡。使用具有迟滞功能的比较器可消除这种颤振，从而使开关切换更顺畅。
如图3所示，迟滞比较器针会对上升（例如：VT + 100 mV）和下降输入（例如：VT – 100 mV）提供不同的阈值。
比较器迟滞会随RB和RT放大，使电源电平为200 mV × （RB + RT）/RB。如果电源输入的噪声或压降低于该迟滞，就可以消除颤振。
如果比较器不存在迟滞或迟滞较低，则有许多方法可以增加或提高迟滞。
所有这些方法均在分压器接头处采用正反馈，例如：当比较器断路时，正在上升的比较器输入电平会更高。为简单起见，以下等式假设比较器本身没有迟滞。
图3.通过在分压器接头与电源开关输出之间连接一个电阻来增加欠压闭锁阈值迟滞
分压器与输出之间的电阻（图3）：
在分压器接头（比较器的正输入）与电源开关输出之间增加一个电阻（RH）。
当电源电压从0 V开始上升时，比较器的正输入低于VT，比较器输出低电平，电源开关保持关闭状态。
假设由于系统负载，开关输出为0 V。因此，将RH与RB并联，用于计算输入阈值。上升输入欠压阈值为VT × （（RB || RH） + RT）/（RB || RH），其中：RB || RH = RB × RH/（RB + RH）。高于此阈值时，开关打开，接通系统电源。
为了计算下降输入欠压阈值，由于开关闭合，RH与RT并联，下降输入欠压阈值为：VT × （RB + （RT || RH））/RB，其中 RT || RH = RT × RH/（RT + RH）。
如果比较器本身存在一定迟滞，则使用上一个等式中的上升或下降比较器阈值代替VT。
图1中的示例，VT = 1 V且RT = 10 × RB，如果不存在比较器迟滞或RH，则上升和下降阈值为11 V。
如图3所示，增加RH = 100 × RB，则上升输入阈值为11.1 V，下降阈值为10.09 V；也就是说，迟滞为1.01 V。该方法对OVLO无效，因为输入电平上升会关闭电源开关，从而导致RH将比较器输入电平拉低（这样会再次打开开关）而不是拉高。
连接开关电阻（图4）：
增加迟滞的另一个方法就是连接可以改变底部电阻有效值的开关电阻。开关电阻可以并联（图4a），也可以串联（图4b）。
我们来看看图4a：当VIN为低电平（比如说为0 V）时，比较器的输出（UV或OV）节点）为高电平，从而打开N沟道MOSFET M1，并将RH与RB并联连接。
假设M1的导通电阻与RH相比可以忽略不计，或可以包含在RH的值中。上升输入阈值与图3中的相同：VT × （（RB || RH） + RT）/（RB || RH）。
一旦VIN高于该阈值，比较器输出就会变为低电平，从而关闭M1，并断开RH与分压器的连接。
因此，下降输入阈值与图1中的相同：VT × （RB + RT）/RB。继续我们的示例，VT = 1 V，RT = 10 × RB且RH = 100 × RB，上升输入阈值为11.1 V，下降阈值为11 V；
也就是说，RH产生了100 mV的迟滞。该方法和下述方法均可用于欠压或过压闭锁，因为其用途取决于比较器输出打开电源开关的方式（未显示）。
图4.使用开关（a）分流电阻或电流和（b）串联电阻增加欠压或过压闭锁阈值迟滞
图4b的配置可得出上升输入阈值为：VT × （RB + RT）/RB，下降输入阈值为：VT × （RB + RH + RT）/（RB + RH）。
图4中的RH = RB/10，因此上升输入阈值为11 V，下降阈值为10.091 V，也就是说，迟滞为909 mV。这表明，图4b配置需要一个更小的RH才能产生更大的迟滞。
连接电流源（图4a）：
图4a的电阻RH可以使用电流源IH代替。该方法适用于LTC4417和LTC4418优先级控制器。当VIN为低电平时，比较器的高电平输出使能IH。输入阈值上升时，比较器的负输入为VT。
因此，RT中的电流为IH + VT/RB，得出的上升阈值为：VT + （IH + VT /RB） × RT = VT × （RB + RT）/RB + IH × RT。
一旦VIN高于该阈值，比较器的低电平输出就会关闭IH。因此，下降阈值与图1中的相同：VT × （RB + RT）/RB，且输入阈值迟滞为：IH × RT。
电阻分压器偏置电流
之前的等式假设比较器输入端的输入偏置电流为0，而示例只考虑了电阻比，而未考虑绝对值。比较器输入同时具有输入失调电压（VOS）、参考误差（也可以与VOS合并），以及输入偏置电流或漏电流（ILK）。
如果分压器偏置电流（图1跳变点处的VT/RB）明显大于输入漏电流，则零泄漏假设成立。例如，如果分压器电流是输入漏电流的100倍时，漏电流引起的输入阈值误差将保持在1%以下。
另一种方法是比较漏电流引起的阈值误差与失调电压引起的阈值误差。
考虑比较器的非理想因素，图1输入欠压阈值等式变为：（VT ± VOS） × （RB + RT）/RB ± ILK × RT（类似于之前的迟滞电流等式），可重写为：（VT ± VOS ± ILK × RB × RT/（RB + RT）） × （RB + RT）/RB。
输入漏电流表现为比较器阈值电压误差，通过选择适当的电阻，可以尽可能降低该误差（相对于失调电压），也就是，ILK × （RB || RT） 《 VOS。
举个例子，LTC4367欠压和过压保护控制器UV和OV引脚的最大漏电流为±10 nA，而UV/OV引脚比较器的500 mV阈值失调电压为±7.5 mV（500 mV的±1.5%）。
根据预算，±3 mV（500 mV的±0.6%，或小于7.5 mV失调电压的一半）漏电流产生的阈值误差为：RB || RT 《 3 mV/10 nA = 300 kΩ。
要使用0.5 V比较器阈值设置11 V输入欠压阈值，则要求：RT = RB × 10.5 V/0.5 V = 21 × RB。
因此，RB || RT = 21 × RB/22 《 300 kΩ，则RB 《 315.7 kΩ。对于RB来说，最接近1%的标准值为309 kΩ，得出的RT为6.49 MΩ。
跳变点处的分压器偏置电流为0.5 V/309 kΩ = 1.62 μA，是10 nA漏电流的162倍。为了在不增加比较器输入漏电流导致的阈值误差的情况下尽可能降低分压器电流，这种分析至关重要。
结论
在基于比较器的相同控制电路中，利用电阻分压器可轻松调整电源欠压和过压闭锁阈值。电源噪声或电阻需要阈值迟滞，以防止电源超过阈值时出现电源开关打开和关闭颤振。本文介绍了实现欠压和过压闭锁迟滞的一些不同方法。
基本原理是比较器断路时，在分压器接头处会产生一些正反馈。增加或提高保护控制器IC迟滞时，有些方法取决于比较器输出或IC输出引脚的类似信号的可用性。选择电阻值时，应注意避免使比较器的输入漏电流成为阈值误差的主要来源。
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